输入高频滤波电容Cin可削弱高频电感电流涟路发生的切换噪声。如取较大的值有助于削弱噪音，改进EMI，但会使功率因数和电流谐波变差，尤其在高输入电压和轻载时[3]。另一方面，小的Cin值，有助于进步功率因数和减小输入电流畸变，但需求更大的EMI滤波器，会添加输入整流桥前面的功率损耗。因而需求在两者间权衡考虑，这儿选用标称值0.47F、耐压值400V的CBB电容。

　　输出电容要根据输出电压的巨细、最大答应过电压值的巨细、输出功率和希望的电压纹波率来挑选。整流后的电压纹波巨细与电容的等效阻抗和电容的峰值电流有关，运用低ESR值的电容器，电容的容抗会比较好，因而其电容值为

　　发动时刻也做出要求，Co要在答应的最大压降时刻内传递所需的输出功率需求。因为一起要满意坚持时刻30ms的要求，需对电容值再次进行核算。

　　因电容器的电容量存在差错，还需求考虑降额运用。在此规划中降额20%，故选用标称值150F、耐压值420V的电解电容。

　　挑选MOSFET的首要参阅根据是导通电阻RDSon，针对功率因数校对技能的运用，开关管的耐压是由过压答应值以及输出电压决议的，它所能接受的最大电压呈现在开关管的关断时刻，大约为电源额外直流的输出电压值[4]。在选用开关管时，它的耐压标准最好留出20%的电压裕量，因而本规划中选用的开关管源漏极接受电压为VDSS1.2V0=480V。流过MOSFET的最大均匀电流为

　　电压反应是经过芯片INV脚引进的。连接到放大器E/A的反向输入端OVP电路，升压后的输出电压经过一个电阻分压网络联接到此引脚。内部E/A之非反向输入端有2.5V的参阅电压，OVP维护触发电流为40A。RoutH、RoutL按下式挑选：

　　电流检测比较器的反向输入端，经过L6561芯片的CS引脚，可检测流过电感的瞬间电流巨细，并藉由外部检测电阻RS转换成电压值。一旦这个值到达了乘法器输的出极限值，PWM的栓锁就被重置、MOSFET就被封闭。在PWM栓锁还未被ZCD信号设定之前，MOSFET都会在封闭的状况。感测电阻值RS的巨细由下式核算：

　　管脚3是乘法器的第二个输入端;整流后的电压经过一个电阻分压网络连接到此引脚，以取得一个正弦波的参阅电压信号[5]。乘法器可由以下联系描绘：

　　一个完好的描绘如图3所示。它描绘了乘法器的典型参数特性，VMULT从0到3V、VCS从0到1.6V时能够确保乘法器操作于线性区域;而在特性曲线族中，最大斜率值()至少为1.65。根据这个考虑，能够按以下办法设定乘法器的恰当作业点。

　　首要要确认VMULT的峰值VMULTpkx，这个值在线电压最大时呈现，应确保这个值为3V或挨近3V，并且在宽电压输入规模，而在单电压输入时，能够取小一点的值。最小值呈现在输入线电压最低时，标明如下：

　　此值乘以固定的斜率△VCS/△VMULT，将得到乘法器的最大峰值输出电压VXCSpk=1.65VMULTpkx。假如VXCSpk超越电流检测线V，则需挑选一个更低的VMULTpkx并从头核算。用这种核算方法，电阻的比值为：

　　本规划选用单端反激式改换器，运用On-Bright(昂宝)公司OB2269芯片[6]。反激式改换器电路的原理图规划如图4所示。

　　首要设定变压器的原边感应电压值VR，它决议了电源的占空比。这儿设定VR为200V，开关频率f=60kHz。开关管注册时，原边相当于一个电感，其两头加上电压后，电流呈线性上升，有：I升=VsTon/L,其间VS为原边输入电压，L为原边电感量，Ton为开关注册时刻。开关管断开时，原边电感放电，电感电流下降，有：I降=VRToff/L，其间Toff为开关关断时刻。

　　反激电源输出电压为36V，副边线圈输出的电压为输出电压VO再加上整流管的压降VF，VF压降约为0.6V。因为变压器线圈匝数和电压成正比，因而副边线圈匝数为

　　求得NS=8.29，取9匝。两个辅佐绕组，一个用于输出端恒流芯片供电，一个用于去磁检测，取两个辅佐绕组的输出电压为15V，其匝数均为：NA=15×Ns/(Vo+VF)。核算NA=3.69，取4匝。

　　变压器绕制，初级线mm漆包线，次级绕组及两个辅佐绕组选用0.3mm漆包线，为下降集肤效应影响，都选用3股并绕法。绕线型铁氧体磁芯的窗口面积，因而线圈绕制合理。变压器需开气隙为：Ig=4×10-7NpAg/Lp=0.34mm。

　　开关管接受最大电压有PFC输入电压、原边感应电压和开关管关断时初级线圈冲击电压，电压之和约为638V。开关管注册推迟与关断推迟时刻都要尽可能短，以进步开关速度，防止形成无谓损耗。考虑裕量和开关管损耗，在此选用Infineon公司的20N60S5。

　　限压操控方面，选用德州仪器公司出产的三端可调分流基准源TL431A。在运用中要挑选传输系数和耐压较高的光电耦合器，选用型号为PC817的光耦器。别的需经过R16、R17、R18对TL431A进行分压，别离取R16=3k、R17=100k、R18=39k，核算能得到稳守时V1=36V，契合条件。恒流操控方面，选用型号为LM358的运算放大器。

　　在规划中运用阻值为0.05的电阻R2在输出端作为电流采样电阻。电流反应信号经过LM358、二极管D6和光电耦合器PC817反应至OB2269的2脚FB端，再经过OB2269芯片操控输出电压，完结输出电流稳定在3A。

　　在完结电路调试和驱动电源的制造后，选用功率电阻模仿负载的方法，对电源样机的实践作业情况进行了试验测验。电源在不同输入电压条件下负载作业时所测得的数据如表1所示。从表中数据能够看出，在100到240V的宽输入电压规模内，输出电流均坚持在3A左右，到达恒流输出的作用。

　　电源在不同负载条件下作业时所测得的数据如表2所示。数据标明，电源功率及功率因数随负载添加而上升。在满负载的情况下，驱动电源样机的功率因数到达96.9%，功率能到达86.75%，根本契合大功率LED照明体系对驱动电源的要求。

　　本文从功率因数校对和改换器及其拓扑结构进步行了评论剖析，规划出一款有源功率要素校对的单端反激改换大功率LED驱动电源，经过测验驱动电源的功率因数和功率，给出试验成果并进行剖析，验证本文所述理论的正确性。