因为时刻联系，本文就做一款简略的“60W-无频闪-单级PFC-反激恒流电源”来跟我们（指初学者，高手就不必看了）一同从入门走向通晓。

　　当原边开关管导通时（Ton）时，变压器初级（Np）有电流（Ip）,并将能量贮存于其间。因为Np与Ns极性相反，此刻次级二极管D反向偏压而截止，无能量传送到负载。当开关关断（Toff）时，变压器原边绕组将产生一反向电势，此刻次级二极管D正导游通，负载有电流流转。

　　望文生义，原边反应便是通过初级侧来做检测，完成恒压或许横流。有的需求在初级侧加一个辅组绕组来做检测。有的不需求，比方把初级MOS驱动做成源极驱动（栅极驱动略微费事一点），这样一来能够通过MOS的结电容耦合退磁信息，来完成退磁时刻检测或许电压检测。反之，次级反应，便是通过光耦来检测次级信息，完成恒压横流操控。

　　保险丝选用4.7R的绕线电阻，绕线电阻抗浪涌能力强，而且它是电阻丝绕制，会存在较大的寄生电感，能够吸收浪涌。

　　R1,R2为发动电阻，上点初期，通过两个电阻给VDD电容充电，到达芯片发动电压后，DRV脚开端输出PWM信号

　　C1,L1,C2组成了π型滤波器，滤掉高频噪声，电磁兼容有这个要求，一般欧洲履行规范为EN55015

　　RZ1与RZ2为压敏电阻，一个放在桥前，一个放在桥后的工字电感后。浪涌为一个瞬态高压脉冲，电阻、电容、电感都对其都有吸收作用，再加上两个直径10mm压敏，吸收3KV尖峰稳稳当当。

　　开关管导通时，变压器开端储能，辅组绕组和次级绕组的二极管均反向截止。开光管关断时，辅组绕组耳机导通，通过D2给VDD电容充电，保持芯片所需的能量。一起次级二极管也导通，将能量传递至负载

　　在开关管关断期间，变压器退磁，在R6（芯片DSEN脚）上产生一个方波，芯片内部检测方波顶端电压，以完成检测次级电压，完成空载维护（这是横流形式，所以空载时输出电压会很高，需求做约束）。

　　另一方面，退磁完毕之后变压器开端震动，此刻R6上电压敏捷下跌，芯片检测此下跌电压，就能够得到退磁完毕的时刻。如下图所示：

　　断续形式（DCM）在退磁完毕之后会呈现几个振铃，而临界形式（CRM，也称准谐振形式）在退磁完毕之后开关管会立刻翻开。

　　绝缘栅器材(IGBT、MOSFET)的栅射（或栅源）极之间是容性结构，栅极回路的寄生电感又是不可避免的，假如没有栅极电阻，那栅极回路在驱动器驱动脉冲的鼓励下要产生很强的振动，因而有必要串联一个电阻加以敏捷衰减。

　　电容电感都是无功元件，假如没有栅极电阻，驱动功率就将绝大部分耗费在驱动器内部的输出管上，使其温度上升许多。

　　栅极电阻小，开关器材通断快，开关损耗小；反之则慢，一起开关损耗大。但驱动速度过快将使开关器材的电压和电流改变率大大进步，然后产生较大的搅扰，严峻的将使整个设备无法作业，因而有必要顾全大局。

　　栅极电阻的功率由IGBT栅极驱动的功率决议，一般来说栅极电阻的总功率应至少是栅极驱动功率的2倍。

　　R9并联再MOS栅极和源极之间，这个电阻一般取10-100K，避免在未接驱动引线的情况下，或许遭到静电搅扰，偶尔加高压，误导通而焚毁MOS。

　　这儿便是RDC吸收部分了，MOS关断后，即退磁期间，变压器3脚对地会产生一个很高的电压尖峰，这个电压尖峰加在MOS管上假如超出MOS耐压，则会烧坏MOS，二来，会产生很强的电磁搅扰。一般电容取1-3.3nF，电阻取几百K，二极管一般选慢康复的，下面跟我们共享一下我曾经保藏的：“一般二极管与快康复二极管的振铃吸收特性比照”

　　1 号电源模块的振铃吸收电路由RS1M 快康复二极管、1000v1000p 瓷片电容和200k 贴片电阻组成，下图是1 号电源的振铃吸收电路和示波器接入办法（示波器的地线接整流滤波后的正极，探头接吸收电路的中心；假如示波器的地线接电源负极，则测得的电压添加300 多V，丈量精度也下降不少）

　　场管切断前，电容上的电压高于电源电压约99v，当场管切断时，振铃电压会将1000PF 电容充电到约142v，也便是电容上的电压上升约43v，但该电压在波峰后的192ns 时刻内下降约33v 到约109v，然后间歇期放电到约99v，迎候下一个振铃波峰的到来。电容上电压快速下降的原因肯定是快速放电，而快速放电只能通过快康复二极管RS1M，也便是说，虽然是快康复二极管，但也存在反应时刻（查资料得RS1M 的最大康复时刻为0.5μs），在本次丈量中，是在192ns 时刻内，二极管PN 结内的载流子没有消失，所以能够反导游电，将波峰时给电容充的电开释约3/4，因为此刻的开释，初级是回路的一部分，此刻初级回路加反向电流，其感应是增大了次级正向电流，所以这3/4 是被电路收回利用了的，别的的1/4 在间歇期开释，这部分是损耗。这个电源电路的作业频率约63kHz，周期约16μs，振铃脉冲占不到1μs，也便是在约15μs 的时刻，1000pF电容放电约9.5v，在均匀电压约104v 下，200k 电阻能够将1000pF 电容放电104v/200k*15μs/1000pF=7.8v，实测是下降约10v，相差的约2v 可考虑为快康复二极管的结电容影响以及丈量误差。从这几个数值也能够求出振铃吸收电路中电阻耗费的功率，电阻上的均匀电压为104v，耗费功率P=104*104/200000=0.054w，电容上另有约0.012w 的功率通过PN 结电容开释，这部分主要在开关管上损耗。

　　2 号电源的振铃吸收电路是一般整流二极管M7、1000v 1000p 瓷片电容和150k 贴片电阻组成，吸收电路电容上的电压波形如下

　　2 号电源的频率约48kHz，周期约21μs，可见因为周期更长，电阻更小，电容上的电压下降更多，约15v，一起，因为第一个振铃波峰曩昔后，振铃波谷时电容上电压下降较多，呈现了较为显着的第二个振铃波峰。

　　曾经见过有的电路上的振铃吸收电路只要二极管和电容，也见过某厂家在网上声称他们的振铃吸收电路无损耗但没揭露电路，置疑是不是便是不必电阻，为了试试能不能彻底依托二极管康复期间的反向电流来对电容进行放电，把电路中的电阻撤除测验，发现电容的电压被充得很高，几乎没有动摇，而IC 的输出端振铃电压高达184v，波形如下

　　将 1 号电源的200k 电阻换成510k，测得振铃吸收电路电容上的电压波形如下，可见电容上的电压进步不少，振铃电压也进步约6v，振铃前后的电压差也减小约4v，可见振铃吸收电路的作用减小，损耗也减小

　　将2 号电源的150k 电阻换成510k，振铃吸收电路电容上的电压波形如下。换电阻前，振铃脉冲最高电压约112v，但捕捉到的112v 脉冲很少，捕捉到的高值以111v 为主，换电阻后，振铃脉冲最高电压仍为112v，捕捉到的112v 脉冲较多，也便是说，把150k 电阻换成510k 后，振铃电压进步大约1v，而振铃前的电压由约68v（最低67v）进步到了约76v，电压差由约15v 下降到约6v。可见，恰当增大电阻后，振铃波峰并没有显着上升，但损耗显着下降。第二个振铃波峰显着减小，但仍显着，应该能够将电阻再恰当增大。

　　将 1 号电源振铃吸收电路的快康复二极管RS1M 换成一般整流二极管1N4007（参数同M7），振铃峰值约140v，比原电路下降近2v，振铃前后的电压差约5v，比本来削减一半，也便是损耗下降约一半。在均匀电压约99v 下，510k电阻能够将1000pF 电容放电99v/510k*15 μ s/1000pF=2.9v， 耗费功率为99v*99v/510kΩ=0.019w，实测是下降约5.2v，应该是二极管PN 结电容放电的成果，损耗约0.015w。

　　实践规划中，电阻的挑选应使振铃脉冲前后电容的电压尽量挨近次级作业时开关管的漏极（或集电极）电压，若振铃前的电压较低，则应增大电阻以减小损耗，若电压较高，应减小电阻以下降电压，下降脉冲电压。

　　3、恰当增大振铃吸收电路的电阻能够在不显着影响振铃吸收的前提下减小损耗。

　　后来查验为充电器残次，变压器初次级没有Y电容，高频噪声影响了电容屏的检测，导致接连误操作。

　　MOS管的关断时刻Toff受反应环路（即COMP脚电压）操控，Vcomp越高，Ton越大，二者是正比联系，一旦Toff确认，它将不随沟通输入电压相位角改变；

　　在外部MOS 管的导通时刻内，原边电流会从0mA线性添加到峰值，该电流转过感应电阻由CS 脚检测。当原边电流到达阀值极限，MT7932 会当即封闭MOS 管。当副边电流耗尽时，会再次敞开MOS 管。峰值电流的阀值会盯梢整流后的母线电压的正弦波形。因而，电感电流的包络也是正弦波形，因而可完成高功率因数。

　　（2）恒流原理： 芯片CS脚检测变压器初级线圈的峰值电流，DSEN脚检测变压器（次级线圈）的退磁时刻，通过内部运算电路，实时地检测出输出电流，然后通过COMP脚电容进行均匀运算，将这一信号与芯片内部的参阅电压（Vfb=0.40V）比较，并由此确认Toff。因而，整个电源作业在负反应体系中，芯片能够精确操控输出电流的巨细。

　　(3) 一致性：输出电流只与芯片内部基准Vfb (400mV)、采样电阻Rs相关，不管输入电压、输出电压、变压器的Lp产生任何改变，芯片都能够调整MOS管导通时刻Ton，确保输出电流不变，批量生产一致性好；

　　(4) 开关频率：芯片的Ton由反应环路决议，Toff由变压器次级线圈的退磁时刻决议，

　　因而作业频率并不固定。整体来讲，频率规模是（40Khz -- 150Khz）。

　　（5）过压维护：DSEN 脚电压高于3.2V 且产生三次，则被判定为输出开路。芯片将封闭 PWM 开关信号，VDD 电压逐步降至UVLO 阈值，并进入重启形式。

　　（6）短路维护：假如DSEN 脚电压在关断时刻内低于400mV，并继续5~10 毫秒，则敞开短路维护功用。PWM 驱动信号将中止。当VDD 电压逐步降至低于UVLO 阈值时，体系将进入重启形式。 上述重启进程将一向重复，直到短路消除。

　　（7）过流维护：一旦CS 脚电压超越2.0V，MT7932 将当即关断功率MOS 管。这种逐周期过流检测的方法维护了相关的元件免于损坏，如功率MOS 管，变压器等等。

　　输入电压、电流均为正玄波，所以变压器需求积分半个工频周期能量来核算，公式较为杂乱，在这儿就不具体说了，我这儿有规划东西，有爱好的朋友能够跟我要。

　　测验成果：电源板没有元器材损坏，此刻输入均匀功率小于0.5W，输出电压小于49V；

　　周围的小板做什么的？这是一个简易去纹波电路，因为时刻联系，没有整合到一块线路板上。

　　只调试环路来完成纹波低于3%，在这种单级PFC线路上是肯定不可能完成的（有不服的请拿出什物及测验报告来辩驳），

　　在馒头波挨近谷底时，母线电压很低，要想在此刻保持波峰相同的能量输出，那此刻输入电流必定添加而导致畸变，